Impedantele si zgomotul amplificatoarelor

Impedantele si zgomotul amplificatoarelor

1. Impedanta de intrare

Orice dispozitiv electric care cere un semnal pentru a functiona are o impedanta de intrare. La fel ca oricare alta impedanta (sau rezistenta in circuitele d.c.), impedanta de intrare a unui dispozitiv este o masura a curentului care strabate bornele de intrare in prezenta unei anumite diferente de potential.

Spre exemplu, impedanta de intrare a unui 'bec' alimentat la 12V care consuma 0,5A este (12V/0,5A)W, sau 24W. Becul este un exemplu clar de impedanta deoarece nu avem de luat in consideratie decat 'filamentul'. Impedanta de intrare a unui circuit cum ar fi cea a unui amplificator cu tranzistor bipolar pare sa fie mult mai complicata. In primul rand, prezenta condensatorilor, rezistentelor si a jonctiunii semiconductoare face dificila evaluarea impedantei de intrare. Orice circuit de intrare, oricat de complicat, poate fi echivalat printr-o simpla impedanta prezentata in fig. 1(a). Daca V_in este tensiunea a.c. de intrare si I_in curentul a.c. prin bornele de intrare, atunci impedanta de intrare va fi:

Z_in = V_in / I_in W (1)

In majoritatea circuitelor, impedanta de intrare este rezistiva intr-un domeniu larg de frecvente, fiind astfel diferente de faza neglijabile intre tensiunea de intrare si respectiv curentul de intrare. In aceste situatii, intrarea este reprezentata prin circuitul din fig.1(b) si se aplica legea lui Ohm, nefiind necesara algebra complexa si diagramele vectoriale ale circuitelor reactive.

Este important de notat, totusi, ca o astfel de impedanta de intrare rezistiva nu inseamna in consecinta ca putem utiliza un semnal d.c. pentru a masura rezistenta de intrare; pot fi elemente reactive in aceasta cale (ex. condensatori de cuplaj) care sunt nesemnificative la frecvente a.c. moderate, dar impiedica efectuarea masuratorilor d.c. la intrare.

2. Masurarea impedantei de intrare

Masurarea tensiunii semnalului de intrare se face usor cu ajutorul unui osciloscop sau voltmetru de curent alternativ (a.c.). Curentul a.c. de intrare este dificil de masurat, mai ales in cazul impedantelor mari de intrare. Cea mai comoda metoda pentru masurarea impedantei de intrare este prezentata in fig. 2.

O rezistenta de valoare cunoscuta R W este conectata intre generatorul de semnal si intrarea circuitului masurat. Tensiunile de semnal V₁ si V₂ de pe ambele parti ale rezistentei sunt astfel masurate cu un osciloscop sau cu un voltmetru a.c. de mare impedanta.

Atunci, prin legea lui Ohm, daca I_in este curentul a.c. de intrare, caderea de tensiune pe rezistenta R este data de :

V1-V2 = R I_in V

Deci:                            I_in = (V₁-V₂)/R A

si atunci:                     Z_in = V₂/I_in W

(2)

Daca circuitul testat este un amplificator, atunci masurarea tensiunilor V₁ si V₂ este adesea mult mai convenabil de facut la iesirea amplificatorului (masurand V₁ cu generatorul cuplat direct si V₂ cu rezistenta R intercalata). Intrucat apare doar raportul V₁/V₂ in expresia impedantei Z_in, castigul amplificatorului nu deranjeaza masuratoarea. Tensiunea de iesire a generatorului este considerata ca fiind constanta in timpul masuratorii. Sa consideram un caz simplu, in care conectarea in serie cu intrarea amplificatorului a unei rezistente de 10kW are ca efect injumatatirea tensiunii de la iesirea amplificatorului, deci V₁/V₂=2 si din relatia (2) gasim Z_in=10kW

3. Impedanta de iesire

Un exemplu tipic al conceptului de impedanta de iesire este dat de scaderea intensitatii luminilor unui automobil in momentul conectarii demarorului. Curentul mare consumat de demaror cauzeaza o cadere de tensiune in interiorul bateriei, reducand astfel tensiunea sa de iesire si diminuand astfel lumina. Caderea de tensiune apare pe 'rezistenta de iesire' a bateriei, bine cunoscuta ca 'rezistenta sa interna' sau 'rezistenta sursei'.

Noi putem extinde aceasta idee pentru a include toate circuitele de iesire, atat a.c. cat si d.c., care invariabil au o anumita impedanta de iesire asociata cu un generator de tensiune. Astfel aceasta simpla descriere aplicabila chiar si circuitelor mai complicate, este confirmata de teorema lui Thevenin, care se enunta astfel: orice retea de impedante si generatoare, avand doua terminale de iesire, poate fi inlocuita printr-un circuit echivalent serie alcatuit dintr-o impedanta si un generator. Aici, prin acest 'generator' se intelege un dispozitiv 'generator ideal de tensiune', care continua sa produca o tensiune constanta chiar si atunci cand se consuma un curent de la acesta. Descrierea Thevenin a unui circuit de iesire este prezentata in fig.3, Z_ies fiind impedanta de iesire si V tensiunea de iesire la mers in gol.

Este important de punctat in acest moment, discutand impedanta de intrare si respectiv de iesire, introducerea conceptului de circuit echivalent (figurile 1, 2, si 3 sunt toate circuite echivalente). Componentele circuitului echivalent nu reprezinta intr-un mod necesar componentele efective din circuitul examinat, dar sunt reprezentari conventionale care sunt deosebit de utile in intelegerea functionarii circuitelor.

Daca ne intoarcem la fig.3, vedem ca, daca aplicam la bornele de iesire o rezistenta de sarcina, sau bornele de intrare ale altui circuit, o parte din tensiunea generatorului de iesire cade pe impedanta interna de iesire Z_ies. Circuitele uzuale de iesire au o impedanta rezistiva de iesire pe un domeniu larg de frecvente si circuitul echivalent de iesire are R_ies=Z_ies (unde R_ies este 'rezistenta de iesire').

4. Masurarea impedantei de iesire

O metoda simpla de masurare a impedantei de iesire poate fi dedusa din fig.3. Daca bornele de iesire sunt scurtcircuitate, se poate masura curentul 'de scurtcircuit' I_sc (amperi) si atunci impedanta de iesire este:

Z_ies = V / I_sc W (3)

Tensiunea V produsa de generator este masurata la terminalele de iesire in 'circuit deschis' (fara sarcina), cu un curent de iesire neglijabil. Deci impedanta de iesire este definita ca raportul dintre tensiunea 'de mers in gol' si 'curentul de scurtcircuit'.

Discutand aceasta metoda de baza pentru masurarea 'impedantei de iesire', trebuie stiut ca sunt probleme in masurarea curentului de scurtcircuit la majoritatea circuitelor. In mod normal, conditiile de functionare vor fi atat de tare perturbate de scurtcircuit, incat nu se poate face o citire reala; in unele cazuri componentele din circuite pot fi distruse datorita sarcinii anormale pe care trebuie sa o suporte. Cu toate aceste inconveniente practice, metoda poate fi folosita pentru deducerea teoretica a unei relatii aplicabile pentru determinarea impedantei de iesire a unui anumit circuit.

O metoda practica pentru masurarea impedantei de iesire este prezentata in fig.4. Aici se masoara tensiunea de mers in gol cu un voltmetru cu impedanta mare de intrare sau cu un osciloscop si apoi se sunteaza bornele de iesire cu o rezistenta R W cunoscuta. Noua tensiune de iesire, in prezenta sarcinii R, este citita pe voltmetru (osciloscop). Impedanta de iesire Z_ies, poate fi calculata ca raportul dintre caderea de tensiune si curentul de iesire.

Daca tensiunea de mers in gol este V, iar tensiunea de iesire in prezenta sarcinii R este V', atunci caderea de tensiune pe impedanta de iesire Z_ies in prezenta sarcinii va fi (V-V') volti

Dar curentul de iesire pentru o sarcina R va fi (V'/R) amperi si deci putem calcula si masura impedanta de iesire a circuitului:

(4)

5. Zgomotul amplificatoarelor si adaptarea de impedanta

5.1. Raportul semnal/zgomot

Zgomotul este prezent intotdeauna in circuitele electronice. El este audibil la un radioreceptor daca acesta este acordat pe o frecventa intre doua posturi de emisie sau cand receptionam posturi slabe. Din punct de vedere electric, zgomotul este o tensiune aleatoare nedorita, care poate fi auzita intr-un difuzor ca un 'fasait'.

Zgomotul electric este cel ce fixeaza limita minima de masura si deci sensibilitatea instrumentelor de masura, limiteaza sensibilitatea unui radioreceptor si este deranjant in timpul auditiei unor pasaje muzicale de nivel coborat, in instalatiile audio.

Fiind un fenomen 'aleator', zgomotul nu este limitat la o singura frecventa, el fiind prezent in toate partile spectrului. Puterea de zgomot produsa de un anumit circuit este de fapt in mod normal proportionala cu 'largimea de banda'.

'Raportul semnal/zgomot' (Raport S/Z sau S/N) este un indicator util al 'inteligibilitatii' unui semnal 'dorit' intr-un amplificator, in raport cu 'zgomotul' (noise). Acesta este exprimat ca raportul dintre 'puterea semnalului P_s' si 'puterea de zgomot P_z':

(5)

Acesta este dat in mod normal in decibeli:

R_sz = 10 log ₁₀ (P_s/P_z) dB (6)

Zgomotul si semnalul apar impreuna la iesirea amplificatorului, si ambele 'vad' aceeasi impedanta, astfel putem exprima mult mai convenabil raportul de puteri printr-un raport de tensiuni r.m.s.:

R_sz=10 log₁₀(V_s/V_z)²=20 log₁₀(V_s/V_z) dB (7)

Pentru a caracteriza instalatiile, se cere adesea masurarea si indicarea 'raportului semnal/zgomot maxim' disponibil. Acesta se obtine prin masurarea tensiunii maxime r.m.s. disponibile la iesire V_sies(max) si compararea ei cu tensiunea de zgomot r.m.s. prezenta la iesire V_zies:

(8)

Dupa cum vom vedea, uzual, este necesar sa se specifice impedanta de iesire a generatorului de semnal pentru a obtine o valoare corecta pentru raportul semnal/zgomot.

5.2. Zgomotul termic

Orice 'fir conductor' produce un anumit nivel de zgomot electric datorita 'agitatiei termice' a atomilor. Acesta este cunoscut ca 'zgomot termic' sau 'zgomot Johnson'.

Nyquist, a aratat, pe baze termodinamice, ca tensiunea r.m.s. de zgomot V_z la bornele unei rezistente R este data de:

(9)

unde:

k=1,380 10^-23 JK^-1 este 'constanta lui Boltzmann”, T este temperatura absoluta a rezistentei in K (=273 +t C), Df este banda de frecvente a circuitului de masura in Hz si R valoarea rezistentei in W

REFERAT: Ce sa faceti inainte de inundatie? REFERAT: Executarea si receptionarea ancorajelor metalice tip inel-con si dorn

Substituind valori tipice pentru banda audio ( 20.000Hz) si temperatura camerei ( 300 K) in relatia (9) gasim:

V_z = 1,8 10^-8 R Volti

Exemplu: daca R=10kW rezulta pentru tensiunea r.m.s. de zgomot o valoare: V_z = 1,8 10^-8 10² = 1,8 mV

5.3. Zgomotul in tranzistoare

La fel se produce zgomot cand avem un curent in tranzistoare. Sunt trei principale surse de zgomot in tranzistoare:

(a) Zgomot termic datorita rezistentei finite a materialului semiconductor.

(b) Zgomot shot (zgomot de alice) care apare cand purtatorii de sarcina trec o bariera de potential, cum este jonctiunea. Fiecare purtator produce un mic salt tranzitoriu de curent cand traverseaza jonctiunea, efectul lor combinat fiind o fluctuatie aleatoare de curent. Puterea de zgomot shot este direct proportionala cu curentul; efectul sau este mare cand jonctiunea are o impedanta interna mare, cum este cazul jonctiunii baza-colector invers polarizata.

(c) Zgomot de scanteiere (flicker) sau zgomot 1/f, datorat variatiilor aleatoare in procesele de difuzie din tranzistor. Dupa cum sugereaza si numele, spectrul de putere al zgomotului 1/f este invers proportional cu frecventa si astfel are o energie considerabila mai ales la frecvente joase (se mai numeste si 'zgomot de joasa frecventa').

Zgomotul de tip 1/f este sursa dominanta de zgomot in tranzistoarele bipolare sub frecventa de 1kHz.

5.4. Factorul de zgomot

Existenta 'zgomotului termic' indica faptul ca nu este posibil sa ai un semnal 'perfect curat' cu un raport semnal/zgomot infinit.

Cel mai mic nivel de zgomot la care putem spera intr-un circuit este cel dat de relatia teoretica corespunzatoare zgomotului termic al rezistentei sursei de semnal. In practica, nivelul zgomotului aparent de intrare este inevitabil mai mare ca cel termic, din cauza contributiei de zgomot a amplificatorului. Aceasta degradare a raportului semnal/zgomot este specificata prin 'factorul de zgomot' (NF) al amplificatorului, care se defineste ca raportul dintre puterea semnal-pe-zgomot in semnalul de intrare si puterea semnal-pe-zgomot la iesirea amplificatorului:

Factorul de zgomot este convenabil de exprimat in termeni ai tensiunilor r.m.s. de semnal si respectiv de zgomot:

NF = V_sin / V_zin / (V_sies / V_zies) ²

Luand in consideratie amplificarea in tensiune A_v=V_sies/V_sin a montajului:

NF = V_zies / (A_v V_zin) ² (10)

(V_zies/A_v) este tensiunea de zgomot r.m.s. care ar trebui aplicata la intrarea unui amplificator nezgomotos cu castigul in tensiune A_v pentru a obtine la iesire tensiunea de zgomot V_zies. Termenul (V_zies/A_v) este numit 'zgomotul total raportat la intrare' = V_zin(total). Acest concept este valoros intrucat elimina castigul amplificatorului din definitia data de noi pentru 'factorul de zgomot':

NF = V_zin(total)/V_zin ²

unde V_zin este tensiunea de zgomot r.m.s. de intrare prezenta in sursa semnalului de intrare. Uzual 'factorul de zgomot NF' se exprima in decibeli:

NF = 20 log₁₀ V_zin(total)/V_zin dB (11)

Deci un amplificator nezgomotos va trebui sa aiba un factor de zgomot de 0 dB. Pe cand amplificatoarele bune (nezgomotoase) uzual au factori de zgomot mai mici de 3 dB.

Considerand un amplificator izolat, tensiunea de zgomot r.m.s. V_zin care ajunge la intrare provine doar de la 'zgomotul termic' al rezistentei interne a sursei de semnal (rezistenta de generator). Zgomotul total raportat la intrare, V_zin(total), este suma zgomotului termic si a zgomotului produs in tranzistoarele amplificatorului.

Un tranzistor da nastere nu numai unei tensiuni de zgomot de intrare, dar si unui curent de zgomot de intrare. Fig.5(a) prezinta circuitul echivalent al intrarii unui amplificator incluzand si generatoarele de zgomot. Tensiunea instantanee de zgomot este e_z , iar curentul instantaneu de zgomot i_z; vom utiliza valorile medii patratice ale semnalelor <e_z²>, <i_z²> si V_zies² (unde V_zies este deja specificat ca tensiune r.m.s.).

Este necesar de adaugat faptul ca <e_z²>, <i_z²> si V_zies² sunt toate proportionale cu largimea de banda a amplificatorului. Vom adopta practica curenta de a folosi 'largime de banda unitara' (Df = 1Hz) la o anumita frecventa specificata din domeniul de frecventa, sa zicem de 1kHz. Cu o largime de banda fixata, zgomotul termic, V_zin², este constant in toate domeniile spectrului (la diferite frecvente), dar <e_z²> si <i_z²> variaza cu frecventa din cauza zgomotului de tip 1/f. Masurarea factorului de zgomot intr-o banda de 1Hz, se numeste 'factor efectiv de zgomot' (spot noise figure); trebuie specificata si frecventa la care acesta a fost masurat.

Pentru a calcula factorul de zgomot, avem nevoie de tensiunea totala de zgomot la intrare. Cunoscand rezistenta sursei R_s, putem inlocui generatorul de curent cu unul echivalent de tensiune <i_z²>R_s² (fig.5(b)) si procedam la insumarea lor. Adunand impreuna diferitele componente de zgomot pentru a obtine V_zin(total) , trebuie amintit ca cele trei generatoare de zgomot sunt independente si au un defazaj aleator. Aceasta inseamna ca semnalele sunt 'necorelate'. Singura cale de a aduna aceste semnale este prin adunarea valorilor patratice medii:

(12)

Dupa cum ne asteptam, NF este intotdeauna mai mare ca unitatea. Acum stim ca V_zin² este in intregime datorat zgomotului termic in R_s si este deci egal cu 4kTR_s (Df = 1Hz):

(13)

Acum este posibil sa calculam o valoare pentru R_s, diferentiind ecuatia (13), pentru a obtine un factor de zgomot minim.

NF este minim cand: d(NF)/d(R_s­)=0 , si rezulta R_s² = <e_z²>/<i_z²>. (14)

Astfel, pentru un factor de zgomot NF minim, rezistenta optima a sursei este data de:

(15)

5.5. Factorul de zgomot al tranzistorului bipolar

Tensiunea si curentul de zgomot, e_z si i_z, sunt determinate in principal de conditiile din primul etaj al amplificatorului. In cazul tranzistoarelor bipolare, ambele cresc daca curentul static de colector creste, dar i_z creste mai repede ca si e_z , astfel ca R_s(opt) cade la curenti mari de colector. Cel mai mic factor de zgomot intr-un tranzistor bipolar (tipic 1dB) se obtine la curenti de colector foarte mici, in jur de 10mA. Valoarea lui R_s(opt) este atunci relativ mare, de zeci de kilohmi. Tranzistorul de intrare trebuie sa fie 'cu zgomot mic', ceea ce inseamna ca zgomotul sau 1/f este mic. Nu este nevoie sa mai spunem ca un bun tranzistor 'cu zgomot mic' trebuie sa aiba si un castig bun de curent pentru curenti foarte mici de colector.

Tranzistorul BC 109 este frecvent utilizat in circuite cu zgomot mic; el este foarte asemanator cu tranzistorul BC107, dar selectat pentru castig mare de curent.

Fig. 6 prezinta dependenta factorului de zgomot in functie de valoarea rezistentei 'de generator' pentru un tranzistor cu siliciu cu zgomot mic, cum ar fi BC109. Banda de zgomot este 30Hz…20kHz, astfel ca figura indica performantele dispozitivului in domeniul frecventelor 'audio'. Factorul de zgomot minim este obtinut pentru I_c=10mA si in cazul unor rezistente de generator intre 10kW si 100kW. Trebuie observat ca daca rezistenta de generator este doar de 1kW, este mai bine de fixat I_c la 100mA pentru a obtine un factor de zgomot mai mic.

Este foarte clar ca pentru cel mai mic factor de zgomot este de dorit un curent de colector mic. In cazul in care rezistenta de generator este mult mai mica decat cativa kilohmi se poate folosi la intrare un transformator pentru adaptare de impedanta (cum este cazul amplificatoarelor pentru microfon).

5.6. Amplificatoare cu zgomot mic

Fig.7 prezinta un amplificator cu zgomot mic, care este un etaj de intrare tipic pentru amplificatoare de audiofrecventa de inalta fidelitate. Curentul de colector pentru tranzistorul T₁ este de ordinul a 100mA. Rezistente ale sursei in domeniul 1…20kW sunt satisfacatoare si factorul de zgomot poate fi mai bun de 2dB. Impedanta optima a sursei este in jur de 5kW. Castigul este bine stabilizat aplicand prin R₂ o reactie negativa corespunzatoare. Cu valorile din montaj amplificarea este fixata la valoarea de 100. Circuitul poate fi usor modificat pentru a incorpora un circuit de 'egalizare de frecventa' inlocuind R₂ cu o combinatie 'rezistenta-capacitate'. Un astfel de aranjament este utilizat in amplificatoarele de audiofrecventa pentru a corecta caracteristica in frecventa, in cazul reproducerii discurilor. Reactia de curent continuu este fixata separat (R₄) stabilizand astfel punctul static de functionare.

In amplificatoarele de tensiune apar acum doua criterii privind adaptarea de impedanta: transfer maxim de tensiune si adaptare pentru zgomot minim. Transferul maxim de tensiune cere ca rezistenta sursei sa fie mult mai mica decat rezistenta de intrare a amplificatorului, pe cand adaptarea pentru zgomot minim cere o rezistenta specifica a sursei care nu poate fi foarte joasa. Se pune intrebarea, sunt aceste criterii in conflict?

Din fericire acestea nu sunt in conflict si impedanta unui amplificator este in mod normal mult mai mare decat rezistenta de sursa optima, pentru un zgomot redus.

5.7. Zgomotul in tranzistoare FET

Sursele dominante de zgomot in FET-uri sunt:

- (a) zgomotul termic in canal

- (b) zgomotul de tip 1/f , care este semnificativ la frecvente sub 1kHz.

Zgomotul de alice (shot) este neglijabil, deoarece singura jonctiune este la poarta si aceasta conduce doar un mic curent de pierderi.

Zgomotul termic al canalului poate fi privit ca o rezistenta aditionala in serie cu intrarea generand tensiunea de zgomot r.m.s. uzuala: (4kTRDf). Valoarea acestei rezistente echivalenta aditionala se poate arata ca este de ordinul 1/g_m; astfel cu o valoare tipica de 1000…3000 mS pentru g_m, rezistenta aditionala va fi de ordinul sutelor de ohmi.

Zgomotul aditional va fi semnificativ, in comparatie cu zgomotul termic in sursa de semnal, doar daca impedanta acesteia este mica.

Zgomotul 1/f domina scena in domeniul audiofrecventei in FET-uri. Acesta poate varia foarte mult de la un dispozitiv la altul. In general, in domeniul de audiofrecventa curentul de zgomot de intrare este extrem de mic, astfel ca se obtin factorii de zgomot cei mai mici pe impedante de sursa mari.

Pentru un JFET, domeniul optim al rezistentelor de sursa este uzual intre 1MW si 10MW, unde factorul de zgomot este normal mai mic decat 1dB. Foarte bune rezultate pot fi obtinute in domeniul audiofrecventei cu rezistente ale sursei intre 50kW si pana la 100MW. Fig.8 prezinta un amplificator audio cu zgomot mic si FET la intrare. Se poate utiliza tranzistorul cu zgomot mic BF256, dar rezultate bune se pot obtine si cu tranzistoare 2N3819, BFW11 sortate pentru zgomot mic. Rezistenta R₁ de 10MW la nevoie poate fi marita la valori de sute de megaohmi.

Tranzistorul FET este urmat de un amplificator standard bipolar folosind o pereche Darlington pentru a evita incarcarea excesiva pe rezistenta mare de drena (R₄=220kW). Reactia negativa globala prin intermediul lui R₅ si R₃ stabilizeaza castigul in tensiune. Rezistenta reglabila de polarizare R₂ permite reglarea tensiunii de deschidere a canalului pentru o gama larga de tranzistoare.

Tranzistoarele MOSFET, fiind fara jonctiuni, nu au zgomot de alice (shot). Zgomotul lor 1/f poate fi chiar de 100 de ori mai mare ca cel al JFET-urilor. Ele au un curent de zgomot de intrare foarte mic si un extrem de mic curent de pierderi (de intrare); acest lucru permite folosire unor rezistente de sursa extrem de mari; valori de 100MW sau mai mari sunt necesare pentru a da coeficienti de zgomot rezonabili in domeniul de audiofrecventa.

La frecvente mari, de zeci si sute de megahertzi, caracteristicile de zgomot pentru JFET si MOSFET se schimba foarte mult. Zgomotul de tip 1/f nu mai este semnificativ, pe cand curentul de zgomot de intrare creste pe seama cresterii cuplajului capacitiv dintre canal si poarta. Impedanta optima a sursei de semnal poate fi de o mie de ori mai mica decat valoarea sa de joasa frecventa.

6. Exemple de adaptari de impedanta

Acum vom trece in revista criteriile adaptarii de impedanta, luand in considerare metodele disponibile pentru a modifica o impedanta de iesire care trebuie sa satisfaca o impedanta de sarcina fixa (ce nu poate fi schimbata), ce nu este conforma cu criteriile de adaptare. Doua exemple pot ilustra problemele ce pot fi intalnite in practica.

(a) Avem nevoie sa cuplam un microfon cu impedanta de 30W la un amplificator cu zgomot mic realizat cu tranzistoare bipolare, ca cel din fig.7. Amplificatorul are o impedanta de intrare mult mai mare decat impedanta microfonului, astfel ca transferul de tensiune (cuplajul in tensiune) este bun. Dar pentru un factor optim de zgomot, amplificatorul cere o rezistenta de sursa intre 1kW si 10kW. In acest fel, suntem nevoiti sa convertim impedanta de 30W a microfonului la o valoare de circa 5kW. In acest caz trebuie sa folosim un transformator ridicator de tensiune cuplat intre microfon si amplificator.

(b) Avem un generator de semnal cu o impedanta mare de iesire (de 10kW). Acest generator va fi folosit pentru testarea mai multor amplificatoare tranzistorizate, care au o varietate de impedante de intrare, variind in domeniul 1kW…20kW. Presupunem ca dorim ca fiecare amplificator la randul lui sa fie alimentat cu aceeasi tensiune de semnal fara a fi nevoiti sa modificam iesirea generatorului. Trebuie deci sa convertim impedanta de iesire a generatorului de la 10kW undeva la sub 100W. Un repetor pe emitor este solutia in acest caz.

Utilizarea transformatorului pentru modificarea tensiunilor alternative este foarte bine cunoscuta. Aplicarea sa pentru adaptarea de impedanta este insa mai putin familiara. Considerand transformatorul din fig.9 , unde o tensiune de intrare V_in, aplicata infasurarii primare, este ridicata la o valoare mai mare V_ies. O sarcina R_s este conectata in secundarul transformatorului, prin ea trecand curentul I­_s. Raportul tensiunilor este egal cu raportul infasurarilor:

V_ies­ / V_in = n = N₂ / N₁ (16)

unde N₁ - este numarul de spire din primar si N₂ - este numarul de spire din secundar. Acum, este normal sa consideram ca pierderea de putere in transformator este neglijabila, deci puterile in primar si secundar sunt egale:

V_inI_in = V_iesI_ies ; (considerand V si I in faza)

Acum din legea lui Ohm:

I_ies = V_ies/Rs => VinIin = Vies2/Rs si Iin = Vies2/(VinRs)

Daca ne uitam la primarul transformatorului, el apare ca avand o anumita rezistenta de intrare data de R_in = V_in/I_in si substituind I_in, gasim:

R_in = V_in²R_s / V_ies² (17)

sau                              R_in = R_s / n²

R_in - este 'impedanta reflectata' a lui R_s (rezistenta de sarcina), in infasurarea primara a transformatorului. Este poate surprinzator sa vedem infasurarea unui transformator, care este inainte de toate o 'bobina', ca o rezistenta si nu ca o inductanta. In calculul pe care l-am facut, am presupus reactanta inerenta a infasurarii primare, care poate sa apara in paralel cu R_in, ca infinita. Aceasta aproximare este rezonabila daca transformatorul are un numar adecvat de spire pe volt si un miez corespunzator, dar aceasta va fixa o frecventa limita inferioara sub care eficienta transformatorului scade datorita reactantei sunt a primarului.

S-a mai presupus ca raportul de tensiuni V_in/V_ies este identic cu raportul numarului de spire. Acest lucru este adevarat la frecvente joase, dar nu in cazul unor frecvente inalte.

Pentru a rezuma, transformatorul poate converti un semnal de tensiune mare si curent mic intr-o tensiune mica si un curent mare, sau invers. Deci el realizeaza o modificare de impedanta, functie care este utila atunci cand dorim sa adaptam un semnal slab provenit de la un microfon cu impedanta mica la intrarea unui amplificator, pentru un raport semnal/zgomot optim.

Pentru exemplul (a), unde dorim sa adaptam un microfon de 30W la intrarea unui amplificator si acesta sa prezinte o impedanta de sursa de 5kW, vom folosi un transformator de adaptare pentru care raportul numarului de spire al infasurarilor va fi:

n = (5000/30) = (167) = 12,9

Vom alege un transformator cu raportul 13:1. Dupa ce s-a ales raportul corect al transformatorului, trebuie specificat domeniul de frecventa si nivelul semnalelor, pentru a asigura inductanta adecvata a infasurarii primare si reactanta de pierderi neglijabila.

Daca o impedanta de iesire trebuie redusa pentru scopul unui transfer optim de tensiune spre sarcina, folosirea unui transformator va reduce impedanta, dar in acelasi timp si tensiunea. O solutie mult mai buna este folosirea unui tranzistor in montaj de repetor pe emitor.

Un circuit tipic de repetor pe emitor (montaj cu colector-comun) este prezentat in fig.10, castigul sau de tensiune fiind cu putin mai mic decat unitar. Datorita castigului in curent furnizat de tranzistorul bipolar, repetorul pe emitor micsoreaza impedanta de iesire pentru orice sursa de semnal conectata la intrare.

Dupa cum sugereaza si numele 'colector comun' (repetor pe emitor), colectorul tranzistorului este conectat direct la linia de alimentare care, din punctul de vedere al semnalului este legata la masa montajului, intrucat sursa de alimentare este astfel proiectata sa prezinte o impedanta foarte joasa pentru semnal. Rezistenta de sarcina, de iesire R_s, este plasata in circuitul de emitor, iar semnalul de intrare este aplicat in mod normal intre baza si masa montajului.

Exista o diferenta esentiala intre repetorul pe emitor si amplificatorul cu emitor comun. In timp ce intrarea si iesirea montajului cu emitor comun erau separate prin jonctiunea colector-baza invers polarizata, la montajul repetor pe emitor intrarea si iesirea sunt legate prin jonctiunea baza-emitor direct polarizata. Cu un castig aproape de unitate, tensiunea de emitor 'urmareste' aproape identic tensiunea de intrare, lucru care da denumirea montajului 'emiter follower' (repetor pe emitor). O modificare in sarcina unui repetor pe emitor conduce la o modificare corespunzatoare in impedanta sa de intrare. Repetorul pe emitor reduce impedanta de iesire a unui generator printr-un factor egal cu castigul in curent al tranzistorului.

Daca se cere o modificare mai mare de impedanta decat cea care poate fi atinsa cu un singur tranzistor, pot fi folosite doua tranzistoare in conexiune Darlington, unde curentul de emitor al primului tranzistor este curent de baza pentru cel de-al doilea tranzistor. Castigul in curent al perechii este astfel produsul castigurilor de curent individuale pentru cele doua tranzistoare. In fig.11 se prezinta un astfel de repetor pe emitor cu o pereche Darlington. Depinzand de rezistenta de sarcina, impedanta de intrare poate ajunge la o valoare de 10MW. Pot fi utilizati in conexiune Darlington chiar si trei sau mai multe tranzistoare, dar pentru a fi eficiente, pentru cele de iesire este indicata folosirea tranzistoarelor de putere.

Polarizarea cu o singura rezistenta de baza este suficienta pentru multe aplicatii. O stabilitate imbunatatita a punctului de functionare poate fi obtinuta folosind un divizor de potential pentru a fixa potentialul bazei, ca in fig.12. Rezistentele de 10kW si 12kW mentin potentialul bazei putin peste E_c/2 in raport cu masa. Principalul dezavantaj al schemei este faptul ca divizorul de potential sunteaza intrarea si reduce impedanta de intrare la circa 5kW. Acest inconvenient poate fi depasit folosind tehnica de bootstrapare (fig.13). In fig.13 potentialul d.c. al bazei este determinat de R₁ si R₂, similar ca in circuitul din figura 12. Condensatorul de bootstrap C_B, deoarece aduce de la iesire semnalul in punctul comun al rezistorilor R₁, R₂ si R₃, va face ca potentialul acestui punct sa urce si sa coboare in faza cu semnalul de intrare. Astfel prin rezistenta R₃ va trece un curent foarte mic de la intrare si rezistenta sa in semnal (a.c.) este corespunzator mai mare. Factorul prin care valoarea in semnal (a.c.) a lui R₃ este crescuta depinde de castigul de tensiune A_V a repetorului pe emitor, intrucat diferenta de potential a.c. pe rezistenta R₃ este acum (v_in-A_Vv_in) si curentul este redus prin factorul v_in/(v_in-A_Vv_in). Astfel bootstrapand cu un castig in tensiune de 0,99 vom produce o crestere de o suta de ori in valoare a lui R₃. Impedante de intrare foarte mari se pot obtine folosind montaje cu perechi Darlington bootstrapate.

Prin conectarea sarcinii in circuitul de 'sursa' la un FET, avem un circuit cu drena-comuna sau cu alte cuvinte un repetor pe sursa, prezentat in fig.14. Repetorul pe sursa, la fel ca repetorul pe emitor, este un circuit de adaptare de impedanta cu castigul apropiat de unitate, dar care are in plus avantajul unei foarte mari impedante de intrare datorita tranzistorului FET.

Poarta unui FET conduce un curent neglijabil, astfel ca intregul curent de intrare i_in trece prin rezistorul de poarta R_G. Impedanta de intrare a repetorului pe sursa este astfel egala cu R_G. La majoritatea JFET-urilor, R_G poate sa creasca pana la 200MW inainte ca sa devina semnificativ curentul de poarta. In cazul MOSFET-urilor cu poarta izolata, se pot atinge impedante de intrare de pana la 10¹⁵W

Comparand repetorul pe sursa si repetorul pe emitor se vede ca ultimul poate sa produca o impedanta de iesire mai mica ca primul. Daca se pune insa problema adaptarii unei surse cu impedanta foarte mare (cum ar fi un microfon cu condensator), repetorul pe sursa nu are rival.

Circuitul simplu (cu negativare automata) prezentat in fig.14 are o plaja foarte limitata de tensiuni de iesire, aceasta din cauza conditiilor statice de functionare inadecvate. Ideal, sursa ar trebui sa se plaseze la o tensiune de circa +4V (o valoare de mijloc intre V_D si masa), dar cu poarta legata la masa ea nu poate urca mai mult de +2V, astfel ca FET-ul se va bloca relativ usor.

Conditiile d.c. pot fi imbunatatite racordand rezistenta de poarta la o priza a rezistentei de sursa ca in fig.15. In acest circuit FET-ul dezvolta tensiunea sa de polarizare a portii, de 1…2V, doar pe rezistenta de 1kW din drena, pe restul de 3k3 aparand o cadere de tensiune de aproximativ 3V. Astfel pe rezistenta de drena (1k+3k3) apare o tensiune de 4…5V, mentinand potentialul sursei aproximativ la mijlocul tensiunii de alimentare V_D.

Un rezultat pozitiv suplimentar este faptul ca rezistorul R_G de 2M2 este partial boostrapat, conducand la o crestere a impedantei de intrare la circa 10MW. Prin simpla crestere in valoare a rezistentei R_G, impedanta de intrare poate fi crescuta (sute de MW) fara sa apara nici o alta modificare in regimul d.c.

O alta metoda de stabilizare a conditiilor statice de polarizare se obtine, ca la tranzistoarele bipolare, prin utilizarea la intrare a unui divizor de tensiune. Fig.16 prezinta un circuit cu divizor de tensiune boostrapat pentru a permite obtinerea unei impedante de intrare foarte mari, de aproximativ 100MW. Poarta este mentinuta la +3V in raport cu masa, iar tensiunea de sursa este in jur de 4…5V, care este un punct de functionare ideal pentru o alimentare de 9V.

7. Transmiterea semnalelor pe cabluri lungi

Impedanta mica de iesire a repetorului pe emitor este utila, nu doar pentru optimizarea transferului de tensiune (de semnal) intre doua circuite, ci si pentru reducerea problemelor asociate cu cablurile de conexiune lungi intre dispozitive.

Exista doua mari probleme asociate cu cablurile lungi de conexiune: inducerea de semnale externe nedorite si capacitatea lor de suntare. Semnalul extern cel mai frecvent indus este asa-zisul 'brum de retea' (care este emis ca un camp electromagnetic a.c de toate instalatiile alimentate de la retea). In practica, in mod normal, se folosesc cabluri ecranate (de tip coaxial) in cazul in care semnalele transmise pe acestea sunt mici. Din pacate insa, cablurile ecranate cresc problemele ce apar datorita capacitatilor de suntare. Cu o capacitate proprie tipica de 200pF/metru, un astfel de cablu devine un condensator de suntare relativ mare conectat pe circuitul de iesire. Frecventele inalte sunt astfel in pericol de a fi atenuate din cauza efectului de suntare produs de reactanta joasa a capacitatii cablului.

O impedanta mica de iesire, care alimenteaza cablul va minimiza atat brumul colectat de cablu cat si atenuarea introdusa de capacitatea proprie a cablului. Impedanta interna a iesirii unui repetor pe emitor este tipic mai mica de 50W, surmontand efectul de suntare al capacitatii cablului. O astfel de impedanta de iesire joasa face cablul total ineficient ca 'antena' si deci reduce mult posibilitatea de a capta 'brumul de retea'.